上次计算rcd损耗都要1.7瓦，太高了。这次有必要重新考虑一下变压器了。
减小漏感，主要需要增大电感量，减小气隙，增加匝数也可以但是不是最好的。
减小rcd损耗要劲量减小反射电压，减小匝数比。减小漏感，减小开关管峰值电流。减小开关频率。

增大电感量，势必要增大输入电压和占空比，而增加占空比又会增加反射电压，反射电压越高损耗越大，也就是得找一个平衡点。
输入滤波电容尽量大，输入电压也不考虑110-240v这种宽电压了，直接按照195-265v计算。
下面按照反射电压65v和100v计算两次，看看到底哪种rcd损耗低。（140瓦电源我期望rcd损耗小于1w）

按照1%漏感计算，三种反射电压的rcd损耗都差不多1.5瓦。让ai计算各种情况。电感量小的时候，漏感也小（假设固定1%），但是电感量越小越不容易控制到1%。还在纠结中。

这个电动车充电器拆的板子，漏感2.5uh/357uh=0.7%。性能很好啊。不知道他们怎么绕的。

让45瓦功率时工作在dcm，144瓦时工作在ccm，计算了三种电感量，在计算峰值电流和漏感为1%时的rcd损耗，居然一模一样？电感量越大，实际绕变压器时，漏感百分比越容易变小。有点思路了。

那么，就按照这种参数绕制变压器看看。

失败了。漏感15.8uh@40khz，1.2%，17.5uh@10khz，1.3%。

拆一个pq2820变压器，5.77/769uh=0.75%。pq系列磁芯因为物理结构，本身漏感就要比ee系列磁芯有优势。
1，辅助绕组再最外面，松散绕法并没有多股并绕排满槽。
2，初级一层，单股线密绕。
3，次级1层，双线并绕，松散。
4，次级2，双线2层密绕，13匝。
5，初级1.3层，22+6匝。
结束。

你可以考虑用磁罐芯

上面的pq2820针脚坏了，换个新骨架。按照100w33v计算（实际上少了2匝，28v），44t/10t/5t，电感量862uh，漏感5.07uh，占比0.58%。
调整电感量到需要得644uh，漏感4.97uh，0.77%。

费了好大劲绕好，初级0.35双线并绕1层，然后0.1*16mm铜箔绕次级6匝，再0.35双线并绕1层初级，再0.1*16mm铜箔绕6匝次级，和之前次级完全并联。最后加上芯片供电绕组和输出加一组12v风扇绕组。
测试：频率，电感量，漏感量，占比。
1khz，554uh，16.5uh，2.97%
10khz，549uh，5.19uh，0.94%
40khz，547uh，3.93uh，0.71%
100khz，550uh，3.37uh，0.61%
如果从变压器引脚根部短路次级，漏感4.08uh@10khz，占比0.74%。这就是电桥的测量问题了。
计算一下rcd损耗，1.25w。
就这样吧（现在感觉是气隙开的有些大了。换句话说可能是150瓦功率用ee40，变压器选的有些小了。）

这是ai给的建议。p代表初级，s代表次级。

让ai模拟两组变压器，12v2a功率和15v10a功率的各种绕法。后者用的是pq3220变压器。

核心结论
初级包围次级（P-S-P）之所以初级漏感更小，是因为它迫使绝大部分初级电流产生的磁通必须与次级绕组交链，从而将“泄漏”到空气中的磁通（即漏磁通）降到最低。
而次级包围初级（S-P-S）的结构中，初级绕组产生的磁通有更直接的路径直接闭合而不与次级交链，从而产生了更大的漏感。
一、物理结构分析：磁通路径的“约束”
我们想象一下绕组的物理位置。
1. 初级包围次级 (P-S-P) 结构
[磁芯] - P1 - S - P2 - [磁芯]
初级绕组的“包围”效应：初级绕组被分成了P1和P2两部分，像三明治一样把次级绕组S夹在中间。
磁通的“必经之路”：当电流流入初级绕组时（假设从P1流入，P2流出），它会产生磁通。对于P1层产生的磁通，它要形成回路，必须穿过中间的S层，然后进入磁芯。同样，对于P2层产生的磁通，它也必须先穿过S层才能进入磁芯。
结构约束：这种物理结构强制性地让初级绕组产生的磁通的主要路径都必须穿过次级绕组S所在的区域。初级磁通“逃逸”的空间很小。
2. 次级包围初级 (S-P-S) 结构
[磁芯] - S1 - P - S2 - [磁芯]
初级绕组的“孤立”效应：初级绕组P作为一个整体，被夹在次级绕组S1和S2之间。
磁通的“捷径”：当初级电流流过位于中间的P层时，它产生的磁通可以有两个相对容易的路径：
向上，穿过S1层进入磁芯。
向下，穿过S2层进入磁芯。
缺乏约束：然而，在P层自身内部，靠近S1那一侧的导线和靠近S2那一侧的导线之间，也会产生磁通。这部分磁通可以很容易地在P层内部或沿着绕组的端空形成局部回路，而无需穿过外部的S1或S2层。这条路径是磁通的“捷径”或“泄漏路径”。
结构分析小结：P-S-P结构像是一个“夹心通道”，迫使初级磁通穿过次级区域。而S-P-S结构像是一个“孤岛”，初级磁通有直接的“泄漏”路径绕过次级区域。
二、磁通分析：安匝平衡与漏磁场
这是更本质的分析，需要用到“安匝”（Ampere-Turns）的概念。磁通的大小由安匝数决定。
1. 理想耦合（无漏感）的情况
在理想变压器中，初级安匝（Np * Ip）和次级安匝（Ns * Is）在任何时刻都大小相等、方向相反（Np*Ip + Ns*Is = 0）。这意味着它们产生的磁动势（MMF）相互抵消，在磁芯窗口（绕线区域）内净磁动势为零，因此不会在窗口空间中产生强大的漏磁场。
2. 初级包围次级 (P-S-P) 的磁通分析
[磁芯] - P1 - S - P2 - [磁芯]
我们沿窗口高度方向看安匝分布：
在P1层区域：安匝数为 +Np1 * Ip（假设为正）。
在S层区域：安匝数为 -Ns * Is（理想耦合下 Ns*Is = Np*Ip，所以约为 -Np*Ip）。同时，这个区域也受到P1和P2磁场的影响。
在P2层区域：安匝数为 +Np2 * Ip。
关键点：由于P1和P2紧密地分布在S的两侧，它们产生的磁动势将S层“夹”在中间。这使得整个窗口高度上的安匝分布非常均匀且接近于零。
P1层 的 +Np1*Ip 和 S层 的 -Np*Ip 大部分相互抵消。
S层 的 -Np*Ip 和 P2层 的 +Np2*Ip 大部分相互抵消。
因为 Np1 + Np2 = Np，所以总安匝 (Np1*Ip + Np2*Ip) - Np*Ip ≈ 0。净磁动势接近于零，意味着在窗口空间中激励起的漏磁通非常微弱，所以漏感极小。
3. 次级包围初级 (S-P-S) 的磁通分析
[磁芯] - S1 - P - S2 - [磁芯]
同样分析安匝分布：
在S1层区域：安匝数为 -Ns1 * Is（假设为负）。
在P层区域：安匝数为 +Np * Ip。
在S2层区域：安匝数为 -Ns2 * Is。
关键问题：安匝的分布很不均匀。虽然从整体看 (+Np*Ip) + (-Ns1*Is) + (-Ns2*Is) = 0，但在P层所在的局部区域，净磁动势很大。
在P层和S1层之间，存在一个从+Np*Ip 到 -Ns1*Is 的巨大磁动势落差。
在P层和S2层之间，同样存在巨大的磁动势落差。
这些局部的、未被抵消的净磁动势会在窗口空间中激励起强大的漏磁场（如下图中的蓝色漏磁通路径）。这个漏磁场只与初级绕组P交链，而不与次级绕组S1/S2交链，因此表现为很大的初级漏感。
总结
物理结构上：P-S-P通过“包围”结构，物理上限制了初级磁通的路径，迫使它必须与次级交链。S-P-S结构则给初级磁通留下了“泄漏”的捷径。
磁通分析上：P-S-P结构实现了优异的安匝平衡，使窗口空